ページ3:

方向.
| 电子元件
Have a happy tim
過程
二極体 BIT'
FET
OPA
計算時間差.
| 工作溫度
矽 200℃→以此材料為主
[方法]
鍺
75°C
脈波寬度
單位徑度,心 二時間差
相位差
工作週期(%) =
x
y
pw+sw
> 脈波寬度佔整個脈波週期的比例
PW: 脈波寬度 Su: 間隔寬度
(th)
最大值、鋒值、(L)
Im 振幅. Var
時間差率
100%.
·所過時間方法]
Q
360
Vrms 均方根 CF
FF
Duty Cycle!
方波
Vm
Vm
Vm
T
矩形波
50%
>Vm
Vm
全波整流
元 0.636Vm HK0.707vm JS
4x100%
三角波
Vm
Vm
Vm 0.577 Vm √3
鋸齒波
(交流)
代入
-x100%
若平均為0(有規律)→直接代入無需公式
1.15
PW
=
T
若不規則> Vac =
全波A和
或整週平均 Vrms = 全波A和
| (Vrms) xt₁ + (Vrms) xtz ....
不為口
N
T
30
VIV)
123456
15
30x8xx
Vav
150
3
Vras
=
800300
3
=1053 V#

ページ4:

含直流的正弦波
整波Vav=D
T:(週期)⇒完整循環所需時間
f: (頻率),一秒內的循環次权.
→因此含直流的正弦波平均值為直流伏特权.
⇒ vms. 直流电压值)+(正弦波有效值)
陰極射線管CRT上水平偏向板加基本波形→鋸齒波
→电视机或示波器的水平偏向电路
放大器→方波
电子工業4C:元件材料、通訊、控制、計算机.
消耗大量功率 價格昂貴.
[真空管:①壽命短②体積大③易生高熱④消耗大量功率
2>电子权值積分器和計算器(ENIAC)
电晶体:①1947年國放大作用奌觸式电晶体
體積小
②1950年双極性接面电晶体(BJT)→改善增益小、頻寬低,雜音大
③1954年) 200℃ 鍺75℃ ⇒ 元件改以矽為主
【積体电路: 基爾比→單电路 ⇒帶領电子学進入微电子学
②1975年→摩爾定律每1.5年200%增長
IC分類]
SSI
MSI
X/D
元件目”
[邏輯閘权目
少於100
100~1000
少於12
12~100
100~1000
1000~ 100000
LSI
1000~10000
VLSI
10000
0000004
1x100
ULSI
多於10
000000
多於100000
方波(諧波)=正弦波+奇次諧波.
台电提供的家用电為正弦波.
交流电压表所測值為有效值.
直流电源頻率為OHZ
2x10
2x10
2x100
鋸齒波⇒基本波+偶次諧波
奇次諧波
1

ページ5:

陽
PN二極体極
·未加偏压PN接面
> 共陽極:共享一個陽極电路(正电压)
ex:
七段顯示器
(共陰極:共享一個陰極电路(負电压)
P、N型皆為电中性
LED顯示屏.
→PN接面受外部條件影響,可測漏电流來檢測
→用處:關閉狀態(截止)、環境感測器.....
→空乏区变寬,阻止自由电子和电洞的運動,幾乎不辱电.
→阻止的功能
順向偏压PN接面!→空乏区的寬度縮小
P-N
→障壁电位降低
用處
·形成电流
电子,电洞相互復合,电源正負極補充.
「逆向偏压PN接面→空乏区的寬度擴大
→整流、訊號處理
1、光檢測、信號保護]
交流電轉直流电
形成漏电流反向保護、穿透.
N→P
电子、电洞遠離接面
→障壁电位增加
+
負離子
正離子
电子
↓接面
①/电压测量、輻射檢
測
2阻止逆向电流
濃度下
空会区↓↓
+
P型
型
电洞: ④so+> e-
空乏区Se->0+
电子曰
負離子
正離子
空气区較小
受體
空乏区較大
施体.
漏电流
以保護元件.
QP型濃度較濃還是型濃度較濃還是只要較濃的空區就會縮小?
A:
Q:空乏区兩側大小會逐漸接近嗎?
通常P型区域空乏区較小,因為电子通過速度約為电洞的1.5倍
參雜濃度越高,接面空会区
越小
A:會,因此电流速度相近。

ページ6:

整流电路
2極体权:1
半波整流→無中間抽頭
fo-fi
Vm = Vom
Vav=0.318Vm
Vrms=0.5Vm
- PIV = Vm
全波整流 中間抽頭式→有中間抽頭
m
0.636
☆全波整流 Vav
橋式→無中間抽頭
①
2倍半波整流vav.
0.318.
fo-zfi
=
Vm=V>m
☆全波整流輸出頻率
2倍半波整流輸出与.
f=2fi
Vm Vom
Vav = 0.636 Vm
Vrms=0.707Vm
-PIV = 2Vm
优可
BJ
寬度
曲
电阻信
耐压
未加
接合
接合
AAA
RV
本
Nav = 0.636Vm
☆全波PIV=2倍半波PI VWms=0.707Vm
(中間抽頭)
☆半波整流濾波
PIV=Vim
半波整流电路:DIV(適向鋒值)
中間抽頭式整流电路:PIV=2Vm
(有加C). 橋式整流电路:PIV=Vm
☆漣波电压越大,越不接近直流
11
(小),"(接近)
11
1 12 = RIC
12-RIC
[越大越接近直流
Raz
漣波百分率,RL呈反比
RL越大,越接近直流
直流VD
S电容濾波器
→RL大,小
→輕負載
电感濾波器.
較低
↳>RL< > ILK > X
☆全波濾波伏於半波濾波
(濾得更近直流)
☆改善漣波效果
①加大电容值
②加大电阻值.
③ 改成全波整流
12.4
5%↑
RHC
RLC
(W)(不接近)
☆RL(Ka)
稽納穩压电路
C
((MF) 半濾波前(不加电容)
① 先設Vz open
半波 5%=121%
②分压fvo>Vz then.
if Vo <Vz then
全波5%
Vo = Vz
漣波因
全波 r% =48%
漣波百分率
Vo=分压
r =
Vr(ms)
Vdc
r% =
Vr(rms)
x100%
Vdc
W
V

ページ7:

BJT 特性 > 电流控制元件的主动元件
NPN
E-N
頻率
f
7
We > WE > W 150
曲→高多報載子注入量.
派皮:NE>NB>NC.
射趣
耐压↑.
电阻係式:C>B>E
耐压:C>B>E.
導電率:E>B>C
射極
(未加偏压)接合面空乏寬度: WBF <WBC.
PNP
功用: 放大电子信號
E-P
B基極
B
PC
基極
-集極
接合面崩潰电压 = VBC>VB-E
接合面电容(未加偏压):CBE>CB.C
9成本较低
NPN
逆偏
50 主动区
VC>VB>VE
(作用区) B
VCE Bat)=0.2
低
順偏「E.
BJT偏
②反主动区
,順偏C
B.
VCE(sat)=0,2
NPN
逆偏「E
VB >VC >VE
③飽和区順偏
→重負載
VE OV
B.
VCE20
SW
ON
順備「E.
Ve> VE.
WPN
VCVE>VB
④截止区 逆偏
Ic
It
(接近1)
"
+
B.
Ver(sat) ⇒ów off
Sw
11
逆偏!E. 012
典型值
B
=0.98
1+B
IC
IB
r =
IB
5: 張(遠大於1)=10=1+B=
(遠大於1,通在10以上)=xx=49 典型值
1+B=50 典型值
+

ページ8:

稽納二極体⇒耐压較一般二極体低
摻雜濃度高於一般二極体(105:1)
→ 通常用於逆向偏压
溫度係訊.
崩潰电压差
☆摻雜濃度↑
↓
Vz
→ 应用於电源稳压
稽納电压↓
TC=
x100%
零溫度係权
V2△T_
4T
24.崩潰电压<6<崩潰电压
✓
崩潰电压
溫度差
引價电子)..
→稽納崩潰(电場→累增崩潰(載子碰撞) ☆發生之處濃度比較.
↓→負溫度係权 5正溫度係
稽納>累增.
118V~200V
△Vk
(溫度係) TC =
·x100%
VKOT
【順向
發光二極體(LED).冷性發光.
☆電流越大發光越強
切入电压1.7~3.3V.
崩潰电压5~6v
崩潰电压
> 能除影響(入)從而改变
LED顏色.
CB
Vec
68
ER
Vo
Vo C
Vi
CE
0
RB
改变製作材料
CB 接地
lvo
Vi
REZ CE
Vec
→Vo JCc
Co
CB
CE
→CE接地.
RE
CC
RB
Ve
RCE CO
T
CC接地.
Vi
CE
→VOJCE.
·CE共
"CC"
DCB:
"

ページ9:

e
共用端
輸入端
輸出端
CE共射極
"CC" "
%
三差
??
CB" 基
11
SIc=xIE+ICBO
Ic=BIB+Iceo (CE組態)
LIE=(1+B)IB+ICEO (CC組態)
IE=IB+Ic
↳ ICEO = (1+B) ICBO
ICBD=(1-X)ICED
ECB
B
C
Vo > V₁ AT
C
B.
BE
B.
E負
Vo<vi>电流个
E
C
Vo = Vi→ 高頻↑
(不可有集)
(不可有基極)
(CB組態)
→x相关
CEICC 特性曲線較
相关 CB的上揚
☆共射極
→唯一反向电路/輸出、入).
直流負載 6
Vez
Ic
Q 靜態工作奌 (Vees, Ica) ⇒奌:最佳工作奌,不易失真
靜態工作奌(Věia、Ica)
①c=B18
身
Vec
Re
②ICBIB
→ ICQ = 6 18. 7 VIER = Vec- ICRC-
和
== $18
V = Vec- ICRC.
飽SBIB>Ic(sat)
区(VCE=0.2V
± S BIB =ICK
动
区
VCE 7012V
XIC = O
止
VCE OV
③IC<BIB.
飽和
★I(Q=Ic(sat) = Ic..
VEQ = OV
MIC
靠近
飽和奌
Q(工作奌)
正半周失真,TM,Ic↑, Rel
截止点
→VCE
一負半周失真,T↓ VCE↑, Re↑

ページ10:

(基極偏压)
固定偏压电路→最簡單的偏压
Vec
ERC
ERB
Vo
Vec-VBE
→ 最易受影響。(工作点易偏移).⇒溫度变化.
(熱跑脫現象)
分压
IB
Vi
RB
VB
VGE-
Vec
Ic = 18
Iz (sat)
Re
=
VCE-Vee-ICRC
射極回授偏压电路 無熱跑脫現象,較固定偏压电路穩定.
Va
Vec-VBE
1B
RB+(1+B) RE
ERB
VB
+
Vcc
IC(sat) =
Ret RE
VBE-
IC=BIB
Vee = Vec-IC(RetRE).
RE減少IC的熱跑脫現象,放大增益↓.
1集極回授偏压电路 永不飽和,只在主动区
Vi H
RB
AMA
十八
Vcc
Re
Vec-VBE
IB =
RB+(1+B)RC
"
Vo
VBE
IC BIB
二
Vee = Vec - ICRC
射極+集極回授偏压电路 只在主动区
Re
RB
#
Vi
VBE
RE
IB =
Vec-VBE
RB+(1+B)(RC+RE)
Ic-BIB
VCE = Vec - ICC Re+RE).
若PIB>IC⇒飽和区..
VCE = 0.2V #
!

ページ11:

(分压偏压电路→最穩定
R
→無关.
V₂
Vo
a
ERE
Ril Rz
Veux-
R>
R+R2
Step1:轉Rth、Vth.
Rth
444
Veh₤ VB
Step2:
RC
RIXR2
7 Rth
=
R1+R2
ERE
Vth= Vec x-
R2
RITR
(1+B)RE 》Rth. →成立.
~10倍以上
Vth = VB
(分)
Step3:
求比
Vth-VBE
精
IB =
「近似
IB=DA → VB-VBE
RB+(1+B) RE
Vez = Vec- IC(RC+RE).
IC≈IE
✓
算正
(VB)
Vth-VBE
R1/R2→求IS
4
RE
交流:耦合电容
直流:直流阻絕电容
轉移忠導:
sic
VT
VT
this gm ve yea Bls. 1. Vie. A gmrx =ß gmre=&
☆只有共射極有朝电容
Ica BIB B
XIEQ
VT Te
[熱电压:VG=
11600
凱氏溫度:273+溫度℃(題目未標明V=25m)
(物理量)
基極等效电阻:rz:.
VT
=(1+B)re
Vbe
YN
AAA
Yx=(+3)re
IBQ
ib
[射極等效电阻:re=
V₁ =
VT
r
x
re-ra
=
HB
IEQ (HB)IBQ HB
re
gm
Vo.Vi
共射極放大电路→反相
☆AC分析)
(小訊号)
Vo
V
Rc
Vi
1.DC分析
申美
VBE-
Zo
RB
Vec
→當ra、re未算出,使用。
2.AC分析+
☆DC分析 V
RB
Vi
M
Re
IB=Ve-VBE
kr=
r
RB
VG → 題目未標明
V1=25m
IB
ZO⇒=RC
[Vi=0
Av Vix-
=
BRC Vo
YN
VN
-- gm Rc = - RE
Vo Rc
Ar Vi
Ap. Ar · Ai = 7.
BRC
☆前提加負載(R)
- 11-
Zi = RB//ra
Ai
-RB炉
R3+12

ページ12:

(有射極)共射極放大器.
一、DC分析美申
¡Vcc
二、AC分析++
Vo
RB
XIX Vo
Vixx
Vi
VBE
RE
Zi
相反
Vec-VBE
18 =
RB+(1+B)RE
Zo Re
VT
Vr=
Vi=0
IB
BRC
Z₁ = RB 11 x + (1+B)
→下方算式(1+B)RE都無需計算。
-R+
√ 107 €
Zo
PAI為負
☆當射極电阻在旁
并联一個CE(旁路电容)
→由於計算小訊号,电容
“短路”因此會被开路
掉
Vi
RB 2
RE
Cu
Vo
RC
共基極
Vec
R
VBE-
L
re=
Vo
- BRC
Av= Vix-
= √0 =
rx+(1+B)RE
Vi
☆CE(旁路电容)
=
Aizlix
BRB
Re+r+(HB)RE
Lo
YA+HBRE
BRB
→提高交流电压增益
=
Ai Av = Avx-b
Av=Avxo
Ro= Rc = R₁ = Zo
RiZi
RB++(H+) RE
Ap- AvxAL
Al = ± | Av\ x Rio
Zi
电阻)
二、AC分析
Ai最大值=(1+B)
Ri
共集椒放大电路→放大电流,同相
一、DC分析:
Voc
· to
*Sty
RB
Vi
Vi
RBZ
VERE
Zi
Vo
re
Vo
← 20
REE
Vec-VBE
IB
RB+(HB) RE
Zo= re
Vo
IE =
RE
Zi = RBY+ (HB) RE
Av Vix-
=
H&
(B)RE
VT
rλ=
IB
VT
re=
IE
Ap Av Aix-
=
Vo ⇒
Ai-Lix-
+(HB)RE
(1+B) RB
Vi
(HB) RE
rx+(H+B)RE
Lo
(H+B) RB
=207
=
RB+r+(+)RE
(HB) RB
i Retract (H+) RE
Retr+ (13)RE
R₂
Av
Ai
AF

ページ13:

共基極放大电路→放大电压,同相
☆DC分析:申美
(☆AC分析≠+
Ve
ERC
Vi
开路
Vo
**** Vo
#
#V
VSE +
VBE VI
REE
ERC
Re
ERE
VIE &re
Ere
Zo
VEE+
Vec
Zi VEE
Vec
:
1
IE =
VEE-VBE
RE
計算:
VT
re=
IE
✓
CC
Zi = RE ll re = re
Zo
=RC
Vi = 0
Av-xRe
re
Re
re
ALRE
RE+ re
Buffer
大
estav
CB
=
B
TH+B
Ap Av Ai
X為負值.
→C方向等效电路方向
小
大
大
A.
R:輸入阻抗
Ro輸入阻抗
AV电压增益
CE
中中
A:电流增益 中
中
中
小
中
大
Ap功率增益
最高
高
|相位
反相
同相
同相
高
相反

ページ14:

No: 电子学
Date:
1
AVT = AVI - Av₂ AV3 ...
5双極性接面电晶体多級放大电路
(各Ar積)
→o流过的电阻.
25
AR:
Z
ALT = Al Az Aiz.
(各AC積).
Apt Api Apz Ap3 !!!.
(各AP槓).
ACT = HAUT | XAR
APT AVTX ALT=ART
=
(A) (Ain) ART
Vi.
Avi
Avz ERL
-Ri Ro
RiRos
計算方法:Vix
Rí
Rix
R2
*Avi×·
XAV2X
=Vo
Rst Ri
RotRi
Rozt R
[放大器分貝增益
Ap(Bel) = log10 Ap.
貝爾(x=分貝(dB).
Ap(dB) = 10 dog Ap = 101
10 lg Pi
Ap(dB) = Av(de): Ai(ds).
=
Ap(dB) = 10 log Ap = (AvidB) +AudB))
Av(dB) = 20 clog Avl
AL(dB) = 20 dog|Ail.
Avr(dB)、Ait(de) 、 Apr(ds)=(各Av(ds)、Ailds)、Ap(de)之和).
『功率分貝权dBm
Po 若為1mw ⇒ dBm=0
PocdBm) = 10 dog10 Tmw
☆當放大倍=1,放大d值=0.
clog 1 = clog 10% = 0
Vo
☆/mw消耗在600_2.电阻上參考电压:0.775V.⇒ Po(dBm)=20log100775
RC串級放大电路、直接耦合放大电路、達靈頓电路/比較
福
RC串級放大电路
直接耦合放大电路達靈頓电路
阻抗匹配
不易125%
不易
易
輸出→ 輸入阻抗.
中
高
最高!
阻抗
相反. 成本.
低
高
高頻性能
迪
佳
低頻性能.
佳!
电压增益
高
佳
佳
較低..
电流增益.
(較高!
較高!

ページ15:

Date:
TORC
(电阻电容耦合串級放大电路
C. ZR, ZRa Cc R'z ŹRCZ Co
ER2
✗
乘
CE
R₂ Z
REZ
CE 2
21
-DC
DC分析.
①C開路,分兩個計算
②取ra.ru2
Vcc
Vo
RL
二、AC分析VC接地、C短路
Zi = Rill Rallyal
Zo = Rcz
Av=
-B (RullRillillz2)
x
121
Ri
ALT = |AVT | X REO.
Rio
直接耦合車級放大电路
RB
②
→ IC內部电路常採用
1.体積小、成本低
2.無磁感应的交流雜音
高頻良好.
人阻抗匹配不易,最高25%
2. 滴低功率,易造成Pins
3、C大,可減少低頻衰减.
-B(RC2 //RL).
Avz=
AVT=AIXA2
→ 直流放大器. 可作交流放大.
281
RCI 132
Vc
Vec
Rcz Co Vo
Zo
ARE
CEL
REZ
Zī
122
人降低耦合能量損失。
2.低頻增益佳
3、成本低、相位移止.
人阻抗匹配不易.
2、穩定性差
3.放大級权不能太多,
一、DC分析
Vec-0,7
RB+(1+B)RE
IB1=
IC1=B1IBI
VCEI= Vec-ICI CRREI)
→提高电路
穩定度
二、AC分析
=
ZiRBIVAL
Zo-Rez
Avt = B1 (RC11122)
V7+
=
Ava B₂(Real/ RL)
rλ>
•ALT = |AVT| X Rio
VC = Vcc - Ic₁x RCI Rth = Rcl.
IB2
Ve-0.7
Rel+(1+B)RE2
Ic2=B21B2
VCE₂ = Vcc - Ic₂(Re₂+RE>)"
Ri Va
VT:25m,26m
V7:25m.26m
:
.IBI
2
IB2.

ページ16:

Darlington
達靈頓电路2
→兩個共集極組態
①Q, 決定BCE
②Q2決定用異型
Zi Zil
0,73
Qz.
ERE
No:
Date:
同型 Darlington
→两个相同型式电晶体
異型Davlongton = 互補型Durfington
→两个不同型式电晶体
Vec.
DC分析美
Vcc-07-011
IB=
RB+(1+B1)(1+B)RE
VCE
vo
$
斤
Zo
VCC-0.7-IE₂ XRE
VEZ VCC-IEZRE
IE2=(1+B)(1+B2) IB
二、AC分析+牛
ZT=RB/Na+(B)[ra+(HB)Re]
Vλz+ HB
Zo- RE/
1+B2
B
AV1
RB
Ai =
RB+ Zil
-(1+B1)(1+B2)
电压控制电流
FET.
BJT
☆場效电晶体、电晶体比較
FET場效电晶体).
Field - Effect Transistor
單極性接面
濃度相似.
源S(源極)、D(汲極)可互换
1D汲極
(洩) G
↳ RB » ZTI » (H+BI) (1+B)
直流电流增益(1+BI)(1+B2).
BJT(电晶体).
Bipolar Junction Transistor.
双性接面
濃度NE>NB>nc
E(射極)、C(集極)不可互換→放大效益,耐到
NPN
C集極
N-CH
P-CH
DMOSFET
有通道 G
GK
極
源極
15
•EMOSFET
Gi
B基極
一接黑棒(1)
一接紅棒(一)
增益頻寬
小
PNP
E射極
大
1極
極

ページ17:

No:
Date:
無抵補电压.
/FET li:D Vi=0.適作截波器.
BJT
成本
易,成本↑
製成不易,成本↓
熱穩定性佳
不穩定,有熱跑脫現象
輸入阻抗00_2 因
开关Speed.
快
輸入阻抗M2.
慢
控制方式.
电压控制.
电流控制
缺人高頻響应差 2、增益頻寬小.
点早期
功耗↑、speed慢、成本、
☆ sat Region
in FET and 主动 Region in BJT> 線性放大.
→ sat、c/o開关,
DMOSFET(空会型絕緣閘極場效電晶体)
→G、N/PCH間完全絕緣
→傳導方向→D
→ N-CH. P-CH.
→ N-CH » Vp Vast Io↑
· P-CH » Vp E. Vast ID p.
|N-CHI
→有通道
→源極反轉箭頭指N.
玩基体
→有增強型空气型
→ VP (pinch-off voltage)夾止电压 ye
VGS=0
VGS 20
EMOSFET(增強型...
→正常截止
反轉層
無通道
反轉層.
當VG夠高
→Vt(threshold voltage)臨限电压,臨界电压
IDP-CH
VGS=0
+
IDSS
VG330. VASCO
突
VG570
→ N-CH = √1 1 UGST ID↑
P-CH VT Vas Inf
Region!
...DMOSFET
EMOSFET.
N-CH
P-CH
N-CH
P-CH.
VGS>VP
VGS <VP
VGS> VT
VGS<VT
VGD>VP
VGD <VP
VGD >VT
VGD<VT
VG57VP
"V/GS <VP
VGS>VT
VGS VT
VGD SVP
VGDZVP
VGD≤VT
VGD2V1
截
VGS <VP
VGS>Vp
VGS<VT
VGS>VT
VGD.<VP..
VGD>VP
VGD <VT
VGD>VT.

ページ18:

570
ID
ID gm² (24)
ID | Vas -0 (5)
DMOSFET.
VGS
ID=IDSS-VP
2
EMOSFET
Ipss
· ID = K(VGS-VE)².
單位
No:
Date:
VGS
gm = 2k (VGS-VE).
A
MAV/ms
gm. gm = Ups (1-Ves
PCH DMOSFETOID N-CH DMOSFET.A
☆特性曲線
P-CH
IN-CH EMOSFET田
EMOSFETQ
→VGS.
Vp
Vz
Vt Vp
☆DMOSFET (空乏型FET)
0:①零偏压法②固定偏压法③自給偏压法④分压偏压法
X:①汲極回授偏压.
☆EMOSFET(增強型FET.) 1
0:①固定偏压法 ②分压偏压法③汲極回授偏压
X:①零偏压②自給偏压.
[pornt]!!! 計算時要檢查是否工作於夾止区
☆ IG 通常:0
⇒有效長度200
DVDS
Yd=ID
ID
-- AVDS = gmrd.
M.-DVDs
Zí
=
AVGS
共源極(CS)
最高 最低
共汲極(CD)
共閘極(CG) ®
很高
很高
低
Zo
高
低
Av
中
低(21)
AP
相位
高層
中
TE WAL
反相
同相
同相
应用
低頻、音頻放大器 緩衝器、源極隨耦器、配
高頻放大器
BJT相似
CE(共射極)
CC(共集極)
CB(共基極)

ページ19:

No:
Date:
☆反相加負號!!!
(Common Source, CS)
VPP
VDD
RD CD
RD
Vi
Ca
PRG
V
Vo
rd"
GERL
G
7.
4
Zo
穩定性↑P,
Zo
RG
Ry
Zi
↓ Av↓
zi
增加AV.
①Zi = RG
DZ₁ = RG.
Zo-Rollyd
2) Zo=RD
-Vi
3 Av=
-x Rord/R₁ = Vo
③Av=
-VIR
gm Rp
gm
+R5
gm'
++gmRs
RG
#gm (Roll rd).
④A₁ = -|Av\ x R (RL)
Rio
½ (Common Drain, C.D)...
(洩
VDD
gmRG
Az=
H+gmRs
CG
D
RGZ
gms
ERS
同相
DD Z₁ =RG
allRs/rd
V₁ (Rsrd)
②Zo=
gm
③Av
gm
+(Rs/rd)
gm (Rs/rd)
1+ gm (Rs/rd)
Vo汾压
Ri jm RG
rd
@At = |A|X R1 = 1+ gm Rsird) Rstrid itu.
RL

ページ20:

No:
Date:
(Common Gate, CG)
tii Vi
Zi
Zi=RS11 gm
Zo=RD
Vo
↓io
ERO 4
Av = v₁ = gm RD.
Av
Vo
=RD
Vi=0
@AL = AX = gm BRX BR
同相
gmRs
T+gmky
☆ 計算vas時rd无需計算在內
FA
豎接放大电路→高頻→无米勒效应影響→直接耦合
VpD
<point>
CG ŹRGI
RD
Q2l
=VG2 VDDXR+Rent RG3
CG.
①ID₁ = ID₂ ID = VG-VES KCVGS-V+)".
RS
RG+Ras
Z1 = RG2 RG3
ERG₂
Vi°
Cival Qile VIDI CS
③IG=OA ·
gmi
ŹRG² ERS/CS
④Avi=-
gmr
AvagmaRD AVT=-gmi Ro.
☑
RG3
VDDX
Ai = Av-.
Zi
RGHBG2+RG3
RL
(直接耦合)CS-CS→低頻→反相,反相:同相
Qz Zo
ERD
ERDZ
Vo
RGI
Ci
EVG
Vi
3rd Q
Erd Col
ERL
=
ERGZ RSFS
"
-VOD ①要算Qz,要算VG2
• PA
(A) CS-CDZOV, Buffer
=
Z₁ = RGI RG2
③30 = Roz" rdz
③Avi = -gm (RDi //rd₁)
Av₂ = -gm (Roz/rdallRL).
11
11
·VDD. "TRITA" AT = AVI · Avz
RGI
ERDI
Ci
VGZ.
Ai = Av.
Ri
RL
#o
gird
52
Vo
PERG².
Zī
Dzi=RGIURGZ
80 = Rs2 // g/ my "Vdz.
Zo
③Av₁ = - gm (RDillrd). AUT.AVI AVE.
rdRSRL
Avz =
I'm
· + (rd/Rsz // R₁).

ページ21:

Date: FLINT = + FL
fHcn) = K ·fH
k
fH-fL.
5n=1
n=2
KJ2+-1=1
n=4
頻率響屈 开降权
n=3
K = √ 2 = -1 = 0, 64 120 DD
K = √ √23-1 = 0.51 DDD
K = √√2 = -1 = 0.43² DDDD.
☆BW↑,降低低頻↓,C↑
f₂
BW
佳
↑ 寬
↓窄差
of
--3dB
=fL↑, fu↓
=
POCHPF). Po(mid)
BW
寬:fL↓,fH↑
AV
寬
Avemid) dB.
截止f美、半功率点、-3dB奌.0.707AV(mid) == Avenid)
RC->中、低頻佳.
直接耦合低f, AV↓原因:耦合电容、旁路电容
高f,AW原因:極際电容、雜散电容
☆串越多BW越窄
Vi
☆电阻式NMOS反相器
十
VOD
VDS
Voo.
☆特性曲線,分割線右Sat,左2.看奌
D↑小,分割線Vos = VGS-VG
VDD.
RD
轉移奌.
sart.
VTC曲線点到点
Vo
at 2.
☆增強型元件當主动式負載
VOD
Qz Vosz
+ VG½==
Q₁VDSI
VGST
4 sat
10
VDD 40
VDS
→Vi
→3区
Vo
☆个越接近理想反相
iDi 小
115 VOS₁ = VGSI - VT1.
器
sati
Q240
Q2.5
負
線
VDD-V+z
Vosi
Sat sat.
Q1% Sat
A
D
Vi

ページ22:

☆ 空气型元件當主动式負載→4区.
QVOD
VOSI=VGSI-VI
Q2
+
Vosz.
- Vo
+
VOST
No:
Date:
分割線.
VOD
QI
✓
Q222
2 kat sat
負載
Q1%
Sat Sat
VDD-V22]
VDD>
VOD
KL
不大,也越接近反相器
S移动率: NMOS = 2PMOS..
☆PMOS(擬N型金氣半)→4区 通道費:PMOS=2NMDS
VSGP+9
VDD.
QPE VSDP
+
•Vo
2.
榴
1分割線.
Sat
QN
区
动
Qp. Qiyo sat
70
QVSN
+
VESN
☆CMOS 反相器→SE.,沒有靜態功率消耗;PD=fCiV0²
TAS
IVDD
Vsept
QPVSDP
+
→PMOS (ESR)
Qp 2
2 Sat 4/
2
QN
VDSN.
QN % sat
2
VGSN==
,NMOS.(下拉).
sat
數位电路邏輯閘(COMS) E
Not 2.
NAND→4
NOR 4
"
"
:
IC型號:40114023、40124068.
4001,400214025.4078.
AND > 6
OR 6.
☆ PMOS→上拉
→ 輸入加反向+:並聯 COMS上下对偶..
NMos→下拉,結果加反向
第摩根:干==== 千
:串聯

ページ23:

No:
Date:
LCMOS傳輸閘>開关、緩衝級.
Co
((Ve)
AQ
VDD
B
7 A°
B
OPA(運算放大器)
①
抵補
ZV-
【定电流源
č (Ve)
3
Y:AB、AB+AB
理想/實際
18NC
里
4 8₁ = ∞ 22 M₂ CMRR=00 90dB
1522 BW-00
20-02
AV:00 106dBVo=0
420clog |Au
CD(源極隨耦器)
DA
AV CC
-Vob
3VF
射極隨耦器.
、
5抵補
→ 差动放大器.
晒个CE組成.
1 Vd Vir - Viz
=
lib= f (Ic+1cx)
共模 VC.
Vu+ Vez
2
Vd
SR
V₁₁ = Vc + =224
Vd
Viz = Vc-
Vo=Advd+Acve (實際)
理想
CMRR = Ad
Acl
Vio = | Vir Vir | Voon
:
:
dt
SR
VP
SSR.
At
dv. \ max = { gik m =
→ 正弦波,fmax=
三角波
GBP Ave ·BW
(增益BU)
A
"1
st
☆負回授,虛短路
ROMV
Iio = | 1, -12 |,
Vo = 0}}.

ページ24:

可用方法①密耳門、②分压③流進:流10:
☆多個輸入端!請用密耳門求端奌电压。
反相放大器!
R₁
M
3
V-
DA DPA
V+
e
·恆接地
(非反相放大
Rf
負回授,虛短路V+ = V-
Vo =1
RA - Vi
RI
Av
Date:
R₁
V₁ =
-
(1+R+) Vi
Av
Rf=0>电压隨耦器(Buffer)(單位增益緩充器).
(微分器、積分器
→斜率 面積
→高微高反之低積低超
☆
KtH
×100%.
* Duty cycle = ++ X1
時間比:电压比
(尖銳脈波)
(餘弦波)
574203
> 反向180°
微分
1拋物線」
三角波二 方波
[脈衝]
正弦波
微分器 circuit. → 改良
積分
Rs.
R
V₁ AM +H
dv(t)
OPA
Vo . =
= -RC
AV=WCR
dt
積分器 Circuitt
→改良
M
RP.
Av=
H
WCR
C.
V₁
OPA
Vo. =
-
RC
elvict)dt-Vio
(初值)
1Vccia
0
比較器(comparator). → Open loop 負回授輸出皆為方波.
V-<Vt>+Vsat=0.9Vec
Vi
Vo
V-> V+ 7 - Vsat = 0.9-VEE
反向.7
V2a
-VEE
非反向

ページ25:

No:
Date:
臨界电位比較器
VT
+Vcc
R2
Vref-
OPA
Vo
-VEE.
Vi>- Vret
RI
⇒-Vsat.
R2
⇒ + Vsat:
Vi < - Vret R
V-> V+ -Vsat
V-< V+ = +Vsat

ページ26:

Date:
☆有信號源內阻R5.
RS
YN
{RB!"
Zb
-VEB
Vcu
RC
RE
Vo
RL
(CE)
Av
=
-B (RullR₂)
(1+)RS+Z 1998.90
分流6
Ai
RB
分流360
=
RL+RC
*(-3)x
R8+Zb.
#
+(HB)RE.
☆若!RS《RS RS可忽略以近似解求AV
Av: B(RCURL)
Zb
3k
20k {
Vo
10k
Vi H
20k
7 (10k/boke
Vo
LK
4K
0.7-7
IE - 0.65mA
MY THE
Ye 40 Y4K
→可略
Av-
YN
-BRc. αRup
n
re
ct
CE
CB
CE加魚
Rc
RB
Re
AL RETRE
× (-8)×
CE分流
RB+Zb RLRC Rotz b
io流的RT
x (HB) x RB: JJ
Aux-
AR
电阻.
不

ページ27:

No:
Date:
有信號源內阻Rs...
CE
(CB,
RS
508-99
VS.
H-Vo
3k
bk
+
VEE
Av (3kb)
50
50分压到re.
Voo+50
*
RC
-BIRC
RS
Av=
YN
Vo
RST
RL
(1 + 2/18)
Zb
Zb
VEB
RE
Ai
Ryor
PR
K
50
82+ (HB)RE.
☆若!RS《Re⇒R可忽略以近似解和V.
Av: BERCURL
Zb
×
1503
2000
152
= 13...
17

ページ28:

- Vo
水
REENIK.
Date:
LCR表→ IKHz, CHI、CH2 黑色探棒內部短接→接線需接在一起.
J K L M V N
S損耗因权 → LCR-D.
电感量→短 →MM.
电阻值→短
±5%±10%±15%±20%±25%±30%
Ioss
Sat
VP²
{ ID = ID3S (VGS - VP)²
电容量 -> 開→測試前須先放电,→ PF.
(VGS-VP) 2
[z(Vas-Vp) Vos-Vos³].
Regiont ID = K(VGS-V+)²
-Region ID = K [Z(VGS-VP) VDS-VDs³]
CANV²).
☆判斷是否在飽和区
VGs Vp且VGDsp. →為飽和区才可用的公式
• EMOSFER VGS =0&ID = IDSS.
(零偏压法)..
X VGS = -VGG.
(固定偏偏法)
#IG=OA.
VGS = - IDRS.
& VGS: VG-IDRs.
• VGS = VDD-ID Rp.
DMOSFET
X
CMOS » P=fC VOD?
2) VGs = Vps(就算有汲極阻抗也一樣)..
(自給偏压)
(分压偏压)、
VG=VD(汲極回授偏压)

ページ29:

No:
Date:
*2=09
元=0.318.
=0.707
5:0.577.
平均功率:Pac
(kms)*
RL.
Vm
Vins
Vrms
Vav
波形參:
因
因
波峰取
波形权”
Vm
Vav
Vrms
CF
FF.
正弦波。
Vm
元=0.636Vm
0.707Vm
1.4142
方波
Vm
Vm
Vm
|
三角波
Vin
1:0.5Vm 0.577Vm
1.732√3
1.155=
√3
Duty cycle = Vm
Vav
=
1 × 100% =
Vav-Vmin
Vm-Vimin
Vrorms)
r%2.
x100%.
Vdc
Vrims) =√(Vrms)² - (Vac) 2.
5 全波 48%%
Vrms)=0.358Vm
=
輕負載 电容濾波
半波:121% Vr(ms)=0.308Vm
* (^) Q = CV = It・
Vrip-p) Idc
Ide
VdcxVmVms
重負載?电感濾波
大小
Vrip-p] =
=
CF
RCF
三角波 Vr(rms):
Vripp
龍
正弦波Vrerms): V(p+)
泛
R2
Ri 2 JRAK RV.
ER Vrerms) = 214.
(RLC
半波 Vr(rms): 4.8
·Vm
•
Vm
RLC.
CE198 CE 直流負載線
Vi
备接近 sat →半週失真(Vo)
1"
"
"
(Vo)
CB、CC直流負載線
接近 sat → 国半波失真(V)
欧姆表測量.Prode.
$ 均低值 短路
均高值⇒開路
一高一低 正常.
↓ Vrip-p)
Vremant
"1
%
->
負
"
"
(Vo)
Vremen).
Vdc.
=
Vrimax +Vriming
鋸齒波
z.
2
Vrivms) Wp-p?
Vr(p-p) = Vrumax) - VFun) 正弦波
Vrip-p2
Vrims

ページ30:

Vas =V1.
Vo = VDS
1.
Step 1.
Vo
[
V₁ C: VGs) < Vt » cut out Region [OFF]
> Vt Sat, 2 Region [ON
Step 2. VDs > Vas V4 Sat Region 7 10-K (Vas V1)
72 •Region
VT
VAM = MM (VAH, VAL).
0.1Voo
Janout =
Lo
21.
Von
Vo
10 KC2V/12 (Vo-Voo) - (Vo-VOD)*]
=
VT
VDO
nt Vol
Out Vol
☑
0
NH
ONL
2
Vin
X
VIL
08
0-
Gate drive Gate 2.
INPUT
✗
0.3VDO
VOL
D
NH
Vin Oi WV DD.
x
VIL D
↑
NL
D
TIL.
&BJT 線性:2
MOSFET
Sut
Vas Voo
Ce Yo
seit
BJT { ?? sat
>>
>< 2
Patz set. To
2.‰
Voi VED
MOSELI {}
%
>< sat
> > 2
CMOS
D

ページ31:

ZAMUS with resistance
+
VGS
VDD
V₁
VDD
Yo sint a
ENMOS With ENMOS
VDO-VICT
-oVu QI To Sat 2
CVGs)
<
>
Step 1. V₁ = VII. % sat/2
(VAS)
<
>
Step 1. V₁ =V11 % sat/2
(VDS)
Step 2, Vo-V1-V11-2
In R
VESZ - VDD-Vo
=
Q₁
Sat
Qz
<
>
%
Step 3. Vo Voo-V12 Sat
VDD
4PQ
Q2
Qr Sat Sat Sat
Vi
he
Vh V-V-h
with
DNMOS
VDD
VOD
Qz 2 2 Bat sat
& In R₂.
Vo
Vape VD-VDD
Q% sut sit
Vi
ENMOS
(VAS)
<
>
Step 1. V1-VII. % sat/2Q
(VDS)
Step 2. Vo V1-V1, -2
Sat
Q2
<
V1
V-V
CMOS CENMOSE EPMOS).
VDO
你
VOD..
Qz
Sat Sat%
Vo
Q sat sab
2.
VI.-V1
=
Step 3. Vo Voo+/12 Sat
(Vas)
<
>
(ENMOS)
Step 1. V1-VII. % sat/2 Q1
(VDS)
Step 2. Vo V1-V11-2
Was
Sat
<
Steph. V₁-Vi satte 10 (EPMOS)
VIL
Step 2. Vo=V1-V₁₂ Sect
Q₂
2.
<
>
Step 3. Vo - Voo+V12 sat/2 Yo.

ページ32:

波形
微分結果
積分結果
正弦波 sin(wt)
餘弦波 cos(wt)
wcos(wt)
-wsin(wt)
-cos(wt)
sin(wt)
常數 C
0
Ct + K
直流信號 A
0
At + K
斜波 At
A
/ At² + K
三角波
方波
正弦波
方波
脈衝信號
三角波
脈衝信號
多個8函數 方波
指數波 eat
deat
Heat + K
a

ページ33:

Vi₁
IV
IM
Im 30+
IV-IM IM
mt 2V
IV
SV-
IMT
IM
My sy
Vo
5+8=13√

ページ34:

IMA
tlov
2 LOV.
IK
1019
V₁
==
m
OV
↓101mA.
10.210100
=-10
Lov-100mA
-10-lolo = V₁
OPA
Vo
Vo=1020

ページ35:

名称
输入波型
基本电路
输出波型
C
简单型
(V为方波 )
+V
V₁
cot
-0-
C
DRE Vo
+V
加偏压型、
DZ
(正向偏压)
V₁
0
cot
+
VR+
加偏压型
(反向偏压 )
-0+
ER Vo
0
VR
-0-
0
2V
T
2V
cot
wt
C
+ V
DZ
T
Vi
ER Vo
2V
cot
VR-
cot
C
Vo
VAAZ
rot
V₁
-0+
V.
2VP
简单型
0
cot
VD R V₁
Vp
(V为正弦波 )
-V

ページ36:

微分
補增 前
m
VoxC Six czx/(8x35x (落後)
三角波→方波→尖銳脈波
ex:
一次→常韨→→微分器VI為直流50
Vo
VO = -RC
M
= 4
WV
9 Vo=DV
st
☆ExV=122注意! 榆
C限制低頻增益
償益
高
高積分
Voα.
m
頻
册 後低
尖銳脈波→方波→三角波
常軾→一次方
Vi
m
Vo
微+積
fi-
C
m
Ri
ZARIC
R „fu=.
m
-Vo
t
Smx-w3x, cox smx (超前)
Vole Svet de
TAVI
RC
2xRG 反相放大器
FL
反比
積
fir fi
RC
反
向
.5.2.
7.
-1-
>
t
T.
>

ページ37:

Vimax +Vmm_b+(-4)
Vdc =
Iv
2
Ev
HD Vocp-pr
Vmax Vinm
2
5k
lk
15
V₁
IV.
EIV
(V
-15
R
Vo
W
--41-
以
bv
位
tv
5V-
-5V-

ページ38:

3V-
-3V-
→ V₁
Ik
M
2K
M
BV
+
1
V₁
比較器
LOV
NOV
Vorde) =
V+
=
3V-
OPA
-Vo
成比例.
-LOV
-3V-
☆三角波
100+100系
10下
下
正斜率、負斜率各占
週期一半⇒成比例
>5V#
Voide) = ?
z
☆ step1. 重疊得Vi
2
3V短,分压VIX V+- √√√1+1
V1短,分厌3x3
Step2. 比較器
V+> V- & t√sat
V+ <V- » -Usat
2
-1004
3 x
33
•V7+1 <0 V/1 < - 3/3 10
ㄓㄓ x
3x=2x=
4

ページ39:

☆金屬場效半導体
核心观念
N-CH MOSFET
P-CHMOSFET
% VGS LV1, X
Vas >VT, X
Sat VGS > VI, VGD> VT VGS <VT, VED CVT
VGS > VT, VGDCVT
VGB <VT, VGD>VT.
☆例用場效 Vas = VG-Vs 這個观念得出VGS, VGD
美做比較即可
40 R 1973 sat Region
↳
2p=k(Vas-Vx) = ]pss (1 - Vers) =
2
gm =>K (VGS-V+) > 30s.
=
TVpl
'VGS'
VP

ページ40:

負載線(自流負載線斜率m)也在工作奌Q上有最大振幅.
PC改变 負載線斜率改变
Re↑ Ic↓
10
Vee
Ru
Va
Rc3
QQ
10
Q3
Ver
Ve
Ru
Vee↑ 工作範圍↑
-Igi
Va
RI
1Bz
^
RB改变⇒同一條負載線.
10
Vee
IB3
Q3
RB↑ IB↓
→ Vez
Ra
QI
Q2
Q3
Va Va Va
Igi
JBz
183
Vez
Va
BJT 基本定理
B=
a
F-α
分压型偏压,近似解條件
①題目允許
2 RE (H+B) » R&B RB2 (2011) }
Lc-618
→x=
It al
HB
③
Re
Re
L
(2倍↑)
RBz
RE
B
LE=(1+3)18
~
r
④ 18:0
sat
Region
(HB)
h
r
t
WR D's X 7 V et ↑ Veed 1Bd Ic TBT
步驟
①標电流
②是否飽和
③計算. DC.AC
2
1) Iceo:射極開路時,CB)
SIC - RIF+ ICBD
=
1c = B18+1cto ? Lczo # √ z pij s nj, CE
Lav
140 = (H3)1080

ページ41:

2.CG放大电路
V₁
並將交流观念
☆源極向內看放大
Zi
At - Av-
RD
T
=
gm Rd
Rs1 gm
RR
HM
gm ( Rs/l gm) =
[T
PRSE
Vss
f
I
(IM)
[
Z₁ =RS/V+RD
Hus
Vd=00
(Hp) Vi
JmRs
=
y
A
RD
Cz
HH
4
Vyp Zo
M=gmrd
Rs I
↓
gm. A
m
Vo
Vd
RD.
Vo
B Roard #
H+ gm Rs
Av=
Vo
Re
Vi
= (HM) V1 x
rdtRD
Vd=00 Av=gmrd. #